基于UCD3138的移相全桥同步整流控制策略

移相全桥电路因为优越的性能，在航天、汽车等多个领域得到了广泛的应用（Mutlu Uslu.Analysis,Design,and Implementation of a 5 KW Zero Voltage Switching Phase-Shift Full-Bridge DC/DC Converter Based Power Supply for Arc welding Machines.November 2006）。在功率传输状态，比较容易分析；但是在非功率传输状态，变换器的工作状态复杂，难以理解。在高效率移相全桥电路中，常采用同步整流技术以减小导通损耗，而同步整流技术的控制策略要求对非功率传输状态，尤其是副边二极管的导通状态有非常清晰的认识。本文着重分析移相全桥在非功率传输时的各个状态，得到移相全桥DCDC变换器同步整流的一般控制策略。由于同步整流管的寄生二极管具有反向恢复特性，会引起电压尖峰，本文基于UCD3138控制芯片，提出了一种新的移相全桥同步整流控制策略，可有效减小同步整流管的电压尖峰，最后通过仿真和实验进行了验证。

2 移相全桥变换器各个工作状态分析

移相全桥变换器的工作状态比较多，也比较复杂，下面会对每个状态进行论述，并着重分析非功率传输状态的特性。移相全桥DCDC变换器各个工作状态的电压、电流波形如图1所示。

（1）状态1

在这个工作状态，原边开关管Q1和Q2导通，Q3和Q4截止，副边二极管D5导通，等效于电源电压直接加在变压器T1的原边，变压器原边电流线性上升，能量从输入端传递到负载端。

1 前言

已有文献都对移相全桥的各个工作状态做了分析和说明，在功率传输状态，其中一个二极管是关断的，另一个是开通的；但是针对移相全桥电路非功率传输状态的详细描述较少。对于传统移相全桥电路，副边二极管是被动导通的，即使不清楚二极管的导通机理也不会影响电路的正常运行。但是对于同步整流移相全桥电路，若不对非功率传输状态下副边二极管的工作状态进行详细的分析，就无法获得同步整流管的控制策略。下面将详细分析移相全桥非功率传输时的各个状态，并由此确定同步整流的控制策略。

图2 移相全桥DCDC变换器工作状态1

（2）状态2

在状态2起始端关断开关管Q1，原边电流将转移到C1和C4中，给C1充电，同时给C4放电。当C1两端电压充电钳位到VDC，C4两端电压为零时，状态2结束。由于开关管的寄生电容比较小，所以C1和C4充放电过程非常短暂。

图3 移相全桥DCDC变换器工作状态2

（3）状态3

图1 移相全桥DCDC变换器的各个工作状态的电压、电流波形

在状态2结束时，C4放电到零。续流二极管D4导通。所以开关

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ELECTRONICS WORLD・探索与观察管Q4可以实现零电压开通。但是需要注意的是副边两个二极管同时导通，下面详细分析。

1）二极管D5导通分析

原边电流通过D4、Q2续流，所以副边电流一定流过二极管D5。若二极管D5导通，则g点电压为d点电压加上二极管导通压降，

。

2）二极管D6导通分析

续流二极管D4导通，则a点电压高于b点电压：

(1-1)忽略开关管Q2的导通压降，，即可得到变压器原边两端

的电压关系：

(1-2)变压器原边电压折算到副边，即可得到副边电压关系：

(1-3)

由式(1-3)可得：

(1-4)

如果两个二极管的压降相等，即

，则：

(1-5)

从式(1-5)可以看出，二极管D6阳极与阴极压差高于二极管压降，所以二极管D6导通。随着原边电流逐渐减小，流过二极管D5的电流逐渐减小，二极管D6电流逐渐增加。

副边二极管D5、D6同时导通，即将副边绕组短路。移相全桥电路高压侧电路可以等效为D4、Lk、Q2串联。原边电流以

下降，到t2时刻结束。

图4 移相全桥DCDC变换器工作状态3

（4）状态4

在状态4起始端关断开关管Q2，原边电流从C2、C3流过，给C2充电，C3放电。当C2两端电压充电钳位到VDC，C3两端电压为零时，状态4结束。C2和C3充放电过程非常短暂。

原边电流没有反相，所以副边二极管D5导通。C2在很短时间充电至VDC，变压器原边电压下正上负，所以二极管D6导通。

图5 移相全桥DCDC变换器工作状态4（5）状态5

当C3电压为零时，续流二极管D3导通，所以开关管Q3可以实现零电压开通。

在[t2,t3]区间内，原边电流下降，但方向不变，所以尽管Q3、Q4开通，但电流仍从D3、D4中流过。由于原边电流没有反相，所以副边二极管D1继续导通；而D3、D4导通使得变压器原边电压下正上负，故副边二极管D6也导通。在[t3,t4]区间内，原边电流反相，但原边电流不足以提供负载电流，所以副边二极管D5、D6同时导通。

图6 移相全桥DCDC变换器工作状态5

（6）状态6（功率传输）

在状态6中，原边电流反相并足以提供负载电流，故副边二极管D5关断，开始功率传输。

图7 移相全桥DCDC变换器工作状态6

下面半个周期的分析与之类似。

3 基于UCD3138移相全桥的新的同步整流控制策略

从以上分析可知，只有在功率传输及桥臂寄生电容充放电过程中，副边只有一个二极管是导通的，另一个二极管是关断的；在其他状态，副边两个二极管全部导通。即可得到副边同步整流管的控制策略是仅当变换器在功率传输状态关闭一个同步整流管，在非功率传输状态副边同步整流管全部打开。

由于同步整流管有寄生二极管，而二极管并不是工作在软开关状态，二极管有反向恢复特性。在二极管的反向恢复过程中，变压器的漏感和同步整流管的输出电容会发生高频谐振，从而产生电压尖峰（Chao-Cheng Wu,Chung-Ming Young.New ZVT-PWM DC/DC converters using active snubber:IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems,2003）。为了解决同步整流管电压尖峰太大的问题，现有技术一般有两个解决方案：一是设计吸收电路，吸收电路虽然能在一定程度上降低同步整流管的电压尖峰，但是也会产生较大的损耗，且影响电路的效率；二是设计二极管嵌位电

路，通过嵌位二极管导通，回馈到电源输入侧，从而避免整流输

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ELECTRONICS WORLD・探索与观察出电压的后续振荡。

本文基于UCD3138这种数字电源控制器提出了一种新的同步整流控制策略。数字电源控制器UCD3138因其自身所具备的良好的前馈功能，通信功能和可编程性等特点，在DC/DC电源中得到了广泛的应用（UCD3138 Digital Power Peripherals Technical Reference Manual.Texas Instruments）。常见的拓扑方案包括全桥，半桥和LLC等。UCD3138可以通过寄存器灵活配置各个开关管的上升沿和下降沿。这种新的同步整流控制策略是基于调整各个开关管的死区时间来实现的，通过调整死区时间来减小同步整流管中由于寄生二极管反向恢复引起的电压尖峰。

图8所示是移相全桥电路拓扑结构以及同步整流控制策略示意图，在新的同步整流控制策略中主要是通过调整死区时间tdead(BE)、tdead(AF)，来减小同步整流管的电压尖峰。

400ns,AF=100ns,BE=100ns。

图9 不同死区时间设置导致同步整流管不同电压尖峰

图10 不同死区时间设置的实验测试结果

从仿真结果中可以看到，在其他条件相同的情况下，tdead(BE)、tdead(AF)相差200ns，同步整流管的电压尖峰相差10V左右。说明整死区时间tdead(BE)、tdead(AF)对同步整流管的电压尖峰影响比较明显。适当增加C（D）管上升沿和E（F）管下降沿之间的死区时间，可以减小同步整流管由于寄生二极管反向恢复引起的电压尖峰。

在仿真分析的基础上，基于TI的UCD3138数字电源控制芯片，制作了一台3kW的样机，在输入370V，输出14V的条件下，在软件中分别设置方案一和方案二中的死区时间，测量同步整流管两端的电压尖峰（见图10）。

在其他条件相同的情况下，设置EC=-200ns,FD=-200ns，

同步整流管两端的电压尖峰VCE_E=98V,VCE_F=117V；设置EC=-400ns,FD=-400ns，同步整流管两端的电压尖峰VCE_E=90V,VCE_F=108V。从实验结果可以看出，调整死区时间可以有效的降低电压尖峰。5 结论

分析了移相全桥非功率传输的各个工作状态，并由这些工作状态确定了新的同步整流的控制策略。通过LTspice仿真软件对新的同步整图8 基于UCD3138控制芯片的一种新的移相全桥同步整流控制策略

流控制策略进行了验证，基于UCD3138数字电源控制芯片搭建了3kW同步整流移相全桥电源模块，配置寄存器的参数，获取原边开关管和副边整流管的驱动波形，验证了同步整流控制策略的有效性。4 仿真分析与实验测试

在LTspice软件中建立移相全桥电路的仿真模型进行分析，设置不同的整死区时间tdead(BE)、tdead(AF)，分析同步整流管电压尖峰的差异。方案一：

死区时间：AB=100ns,CD=300ns,EC=-200ns,FD=-200ns,AF=100ns,BE=100ns。

方案二：

死区时间：AB=100ns,CD=300ns,EC=-400ns,FD=-• 10 •